利用同步反相SEPIC拓扑结构实现高效率降压/升压转换器

许多市场对高效率同相DC-DC转换器的需求都在不断增长，这些转换器能以降压或升压模式工作，即可以将输入电压降低或提高至所需的稳定电压，并且具有较低的成本和较少的元件数量。反相SEPIC（单端初级电感转换器）也称为Zeta转换器，具有许多支持此功能的特性（图1）。对其工作原理及利用双通道同步开关控制器ADP1877的实施方案进行分析，可以了解其在本应用中的有用特性。

图1. 反相SEPIC拓扑结构

初级开关QH1和次级开关QL1反相工作。在导通时间内，QH1接通，QL1断开。电流沿两条路径流动，如图2所示。第一条路径是从输入端经过初级开关、能量传输电容(C_BLK2)、输出电感(L1B)和负载，较终通过地流回输入端。第二条路径是从输入端经过初级开关、地基准电感(L1A)和地流回输入端。

图2. 电流流向图；QH1闭合，QL1断开。

在关断期间，开关位置刚好相反。QL1接通，QH1断开。输入电容(C_IN)断开，但电流继续经过电感沿两条路径流动，如图3所示。第一条路径是从输出电感经过负载、地和次级开关流回输出电感。第二条路径是从地基准电感经过能量传输电容、次级开关流回地基准电感。

图3. 能量传输图；QL1闭合，QH1断开。

应用电感伏秒平衡原理和电容电荷平衡原理，可以求得方程式1所规定的均衡直流转换比，其中D为转换器的占空比（一个周期的导通时间部分）。 

上式表明：如果占空比大于0.5，输出端将获得较高的调节电压（升压）；如果占空比小于0.5，调节电压会较低（降压）。此外还可分析得到其它相关结果：在无损系统中，能量传输电容(C_BLK2)上的稳态电压等于V_OUT；流经输出电感(L1B)的直流电流值等于I_OUT；流经地基准电感(L1A)的直流电流值等于I_OUT  × V_OUT/V_IN。该能量传输电容还能提供V_IN至V_OUT的隔直。当存在输出短路风险时，此特性很有用。

分析还显示，反相SEPIC中的输出电流是连续的，对于给定输出电容阻抗，会产生较低的峰峰值输出电压纹波。这就允许使用较小、较便宜的输出电容；相比之下，在非连续输出电流拓扑结构中，为了达到同样的纹波要求，需要使用较大且昂贵的电容。

通常，次级开关(QL1)是一个单向功率二极管，它会限制这种拓扑结构的峰值效率。然而，利用ADI公司双通道同步开关控制器ADP1877（见附录）的一个通道，并采用双向MOSFET作为次级开关，可以设计一个“完全同步配置”的反相SEPIC。这样，峰值效率将大大提高，同时可以降低输出电流大于1 A的转换器尺寸和成本。

图4显示完全同步反相SEPIC配置的功率级，它利用ADP1877实现，只需要三个小型、廉价的额外器件（C_BLK1、D_DRV和R_DRV），其功耗可以忽略不计。

图4. 同步反相SEPIC的功率级，利用ADP1877的通道1实现

反相SEPIC的理想稳态波形如图5所示。通道1开关节点SW1（见附录图A）在V_IN + V_OUT（导通时间内）和0 V（关断时间内）之间切换。将电荷泵电容C_BST连接到SW1，以便在导通时间内将约为V_IN + V_OUT + 5 V的电压施加于高端内部驱动器的自举上电轨（BST1引脚）和高端驱动器的输出（DH1引脚），从而增强初级浮空N沟道MOSFET开关QH1。箝位二极管D_DRV确保稳态输出期间C_BLK1上的电压约为V_OUT + V_FWD(D_DRV)，该电压参考ADP1877的DH1引脚到QH1栅极的电压。在关断时间内，当X节点电压约为–V_OUT时，C_BLK1上的电压阻止初级开关产生高于其阈值的栅极-源极电压。

图5. 同步反相SEPIC的理想波形（忽略死区）

ADP1877具有脉冲跳跃模式，使能时，可以降低开关速率，只向输出端提供足以保持输出电压稳定的能量，从而提高小负载时的效率，大大降低栅极电荷和开关损耗。在同步反相SEPIC和同步降压拓扑结构中均可以使能此模式。图4所示DC-DC转换电路只需要双通道ADP1877的一个通道，因此另一通道可以用于任一种拓扑结构。

电感耦合和能量传输电容

图4中，功率电感L1A和L1B显示为彼此耦合。在这种拓扑结构中，耦合电感的目的是减少输出电压和电感电流的纹波，并且提高较大可能闭环带宽，下一部分将对此加以说明。

虽然这些电感互相耦合，但并不希望耦合太紧，以至于将一个绕组的大量能量通过铁芯传输至另一个绕组。为了避免这一点，必须求得耦合电感的泄漏电感(L_LKG)，并选择适当的能量传输电容(C_BLK2)，使得其复数阻抗的幅值为泄漏电感与单个绕组电阻(DCR)的复串联阻抗的1/10，如方程式2、3、4所示。按照这一关系设计电路，可使耦合铁芯所传输的能量降至较低。泄漏电感可以根据耦合电感数据手册中提供的耦合系数计算。

匝数比较好为1:1，因为对于给定水平的输出电压纹波，此时各绕组只需要分立电感所需电感的一半¹。可以使用1:1以外的匝数比，但其结果将无法用本文中的方程式准确描述。

小信号分析和环路补偿

反相SEPIC转换器的完整小信号分析超出了本文的范围，不过，如果遵照下述原则，完整分析将更具学术意义。

首先必须计算谐振频率(f_RES)时的许多复数阻抗交互，以便求得目标交越频率的上限。当电感解耦时，此频率降低，导致较大可能闭环带宽显著降低。

在此频率时，可能有300°或更大的“高Q”相位迟滞。为了避免转换器在整个负载范围内相位裕量偏小的问题，目标交越频率(f_UNITY)应为f_RES的1/10。此谐振的阻尼主要取决于输出负载电阻和耦合电感的直流电阻。在较小程度上，阻尼还取决于能量传输电容的等效串联电阻(ESR)和功率MOSFET（QHl和QL1）的导通电阻。因此，当输出负载电阻改变时，闭环传递函数的特征在该频率时发生明显变化也不足为奇。

耦合系数通常不是一个能够精确控制的参数，因此应将目标交越频率设置为比f_RES低10倍的值（假设f_RES小于开关频率f_SW）。当f_UNITY设置适当时，可以使用标准“II型”补偿——两个极点和一个零点。

图6显示同步反相SEP

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