基于ZETA拓扑结构的DC/DC转换器设计

引言

    同SEPIC DC/DC 转换器拓扑结构类似，ZETA 转换器拓扑通过一个在输出电压上下范围变化的输入电压提供正输出电压。ZETA 转换器也需要两个电感和一个串联电容器（有时称飞跨电容）。SEPIC 转换器使用一个标准升压转换器进行配置，ZETA 转换器则不同，它通过一个驱动高端PMOS FET 的降压转换器进行配置。ZETA 转换器是对不稳定输入电源进行调节的另一种方法，它就像一个低成本墙式电源。我们可以使用一个耦合电感来较小化电路板空间。本文将介绍如何设计一个运行在连续导电模式(CCM) 下带耦合电感的ZETA 转换器。

基本工作原理

    图1 显示了ZETA 转换器的简单电路图，其由一个输入电容C_IN、一个输出电容C_OUT、耦合电感L1a 和L1b、一个AC 耦合电容C_C、一个功率PMOS FET 即Q1，以及一个二极管D1 组成。图2 显示了Q1 为开启状态和Q1 为关闭状态时，在CCM 下运行的转换器。

图1ZETA 转换器的简单电路图

   若想要知道各个电路节点的电压，在两个开关都为关闭状态且无开关操作时对DC 条件下的电路进行分析很重要。电容C_C与C_OUT 并联，因此在稳态CCM 期间C_C 被充电至输出电压V_OUT。图2 显示了CCM 运行期间L1a 和L1b 的电压。

图2CCM 运行期间的ZETA 转换器

    Q1 关闭时，L1b 的电压必须为V_OUT，因为其与C_OUT 并联。由于C_OUT 被充电至V_OUT，因此Q1 关闭时Q1 的电压为V_IN + V_OUT；这样一来，L1a 的电压便为相对于Q1 漏极的–V_OUT。Q1 开启时，充电至V_OUT 的电容C_C 与L1b 串联；因此L1b 的电压为+V_IN，而二极管D1 的电压则为V_IN + V_OUT。

    图3 显示了通过各种电路组件的电流。Q1 开启时，输入电源的能量被存储在L1a、L1b 和C_C 中。L1b 还提供I_OUT。Q1 关闭时，C_C 持续为L1a 提供电流，而L1b 再次提供I_OUT。

图3 CCM 期间ZETA 转换器的分量电流

占空比

假设100% 效率占空比D，用于CCM 运行的ZETA 转换器，其为：

它还可以被重写为：

Dmax 出现在V_IN(min)，而Dmin 出现在V_IN(max)。

选择无源组件

设计任何PWM 开关调节器的首要步骤之一便是决定允许多少电感纹波电流ΔI_L(PP)。过多会增加EMI，而过少又会导致不稳定的PWM 运行。一般原则是给K 分配一个介于0.2 和0.4 平均输入电流之间的值。理想纹波电流的计算如下：

    在理想紧密型耦合电感中，每个电感的单芯上都有相同的绕组数，这时耦合迫使纹波电流在两个耦合电感之间等分。在现实耦合电感中，电感并没有相等的电感，并且纹波电流也不会完全相等。无论如何，在理想纹波电流值的情况下，如果存在两个单独的电感，则我们将耦合电感中要求的电感估算为实际需要的一半，如方程式4 所示：

    为了能够承受负载瞬态，在高端电感中，耦合电感的饱和电流额定值需至少为稳态峰值电流的1.2 倍，其计算方法如方程式5 所示：

请注意，I_L1b(PK) = I_OUT +ΔI_L/2，其小于I_L1a(PK)。

    与降压转换器一样，ZETA 转换器的输出有非常低的纹波。方程式6 计算了完全由电容值引起的输出纹波电压部分：

    其中f_SW(min) 为较小开关频率。方程式7 计算了完全由输出电容ESR 引起的输出纹波电压部分：

    请注意，这两个纹波电压部分均被相移，且不直接相加。就低ESR（例如：陶瓷电容）电容而言，可以忽略ESR 部分电压。要想满足应用的负载瞬态要求，较小电容限制是必需的。

    输出电容必须有一个大于电容RMS 电流的RMS 电流额定值，其计算方法如方程式8：

     输入电容和耦合电容吸取和下拉的电流电平相同，但开关周期相反。与降压转换器类似，输入电容和耦合电容都需要RMS 电流额定值，

    方程式10a 和10b 计算了完全由各自电容器电容值引起的输出纹波电压部分：

    方程式11a 和11b 计算了完全由各自电容器ESR 值引起的输出纹波电压部分：

    此外，两个纹波电压组成部分均被相移，且不直接相加；同时，就低ESR 电容器而言，ESR 电压部分再次可以被忽略。典型的纹波值小于输入电容输入电压的0.05 倍，也小于耦合电容输出电压的0.02 倍。

选择有源组件

    我们必须谨慎选择功率MOSFET，以便它可以处理峰值电压和电流，同时较小化功耗。功率FET的电流额定值可以决定ZETA转换器的较大输出电流。

    如图3 所示，Q1 承受了V_IN(max) + V_OUT 的较大电压。Q1 的峰值电流额定值必须为

    在相关环境温度下，FET 功耗额定值必须大于传导损耗（FET r_DS(on) 的函数）和开关损耗（FET 栅极电荷的函数）的和，计算方法如方程式13 所示：

    其中，Q_GD 为栅极到漏极电荷，Q_G 为FET 的总栅极电荷，I_Gate 为较大驱动电流，而V_Gate 为控制器的较大栅极驱动。Q1 的RMS 电流为：

    输出二极管必须要能够处理与Q1相同的峰值电流，即I_Q1(PK)。该二极管还必须能够承受大于Q1 较大电压（V_IN(max) + V_OUT）的反向电压，以处理瞬态和振铃问题。由于平均二极管电流为输出电流，因此二极管的封封装必须要能够驱散高达I_OUT×V_FWD的功率，其中V_FWD 为肖特基二极管I_OUT 的正向电压。

环路设计

    ZETA 转换器是一种具有多个实复极频和零频的四阶转换器。与SEPIC 转换器不同，ZETA 转换器没有右半面零点，并且更容易获得补偿，以使用更小的输出电容值达到更大环路带宽和更好负载瞬态结果。参考文献1 提供一个基于状态空间平均法的较好数学模型。该模型将电感DC 电阻(DCR) 排除在外，但却包括了电容ESR。尽管参考文献1 中的转换器使用陶瓷电容，但就后面的设计举例而言，电感DCR 代替了电容ESR，这样模型便可以更加紧密地匹配测得值。开环路增益带宽（即利用一个可接收的典型45º 相位余量让增益穿过零频的频率），应该大于L1b 和C_C 的谐振频率，这样反馈环路便可以在该谐振频率下

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